能量轉(zhuǎn)換系統(tǒng)必定存在能耗，雖然實(shí)際應(yīng)用中無(wú)法獲得100%的轉(zhuǎn)換效率，但是，一個(gè)高質(zhì)量的電源效率可以達(dá)到非常高的水平，效率接近95%。絕大多數(shù)電源IC 的工作效率可以在特定的工作條件下測(cè)得，數(shù)據(jù)資料中給出了這些參數(shù)。一般廠(chǎng)商會(huì)給出實(shí)際測(cè)量的結(jié)果，但我們只能對(duì)我們自己的數(shù)據(jù)擔(dān)保。圖1 給出了一個(gè)SMPS 降壓轉(zhuǎn)換器的電路實(shí)例，轉(zhuǎn)換效率可以達(dá)到97%，即使在輕載時(shí)也能保持較高效率。采用什么秘訣才能達(dá)到如此高的效率?我們最好從了解SMPS 損耗的公共問(wèn)題開(kāi)始，開(kāi)關(guān)電源的損耗大部分來(lái)自開(kāi)關(guān)器件(MOSFET 和二極管)，另外小部分損耗來(lái)自電感和電容。但是，如果使用非常廉價(jià)的電感和電容(具有較高電阻)，將會(huì)導(dǎo)致?lián)p耗明顯增大。選擇IC 時(shí)，需要考慮控制器的架構(gòu)和內(nèi)部元件，以期獲得高效指標(biāo)。例如，圖1 采用了多種方法來(lái)降低損耗，其中包括：同步整流，芯片內(nèi)部集成低導(dǎo)通電阻的MOSFET，低靜態(tài)電流和跳脈沖控制模式。我們將在本文展開(kāi)討論這些措施帶來(lái)的好處。

　　圖1. 降壓轉(zhuǎn)換器集成了低導(dǎo)通電阻的MOSFET，采用同步整流，效率曲線(xiàn)如圖所示。

　　降壓型SMPS

　　損耗是任何SMPS 架構(gòu)都面臨的問(wèn)題，我們?cè)诖艘詧D2 所示降壓型(或buck)轉(zhuǎn)換器為例進(jìn)行討論，圖中標(biāo)明各點(diǎn)的開(kāi)關(guān)波形，用于后續(xù)計(jì)算。

　　降壓轉(zhuǎn)換器的主要功能是把一個(gè)較高的直流輸入電壓轉(zhuǎn)換成較低的直流輸出電壓。為了達(dá)到這個(gè)要求，MOSFET 以固定頻率(fS)，在脈寬調(diào)制信號(hào)(PWM)的控制下進(jìn)行開(kāi)、關(guān)操作。當(dāng)MOSFET 導(dǎo)通時(shí)，輸入電壓給電感和電容(L 和COUT)充電，通過(guò)它們把能量傳遞給負(fù)載。在此期間，電感電流線(xiàn)性上升，電流回路如圖2 中的回路1 所示。

　　當(dāng)MOSFET 斷開(kāi)時(shí)，輸入電壓斷開(kāi)與電感的連接，電感和輸出電容為負(fù)載供電。電感電流線(xiàn)性下降，電流流過(guò)二極管，電流回路如圖中的環(huán)路2 所示。MOSFET 的導(dǎo)通時(shí)間定義為PWM 信號(hào)的占空比(D)。D 把每個(gè)開(kāi)關(guān)周期分成[D × tS]和[(1 - D) × tS]兩部分，它們分別對(duì)應(yīng)于MOSFET 的導(dǎo)通時(shí)間(環(huán)路1)和二極管的導(dǎo)通時(shí)間(環(huán)路2)。所有SMPS 拓?fù)?降壓、反相等)都采用這種方式劃分開(kāi)關(guān)周期，實(shí)現(xiàn)電壓轉(zhuǎn)換。

　　對(duì)于降壓轉(zhuǎn)換電路，較大的占空比將向負(fù)載傳輸較多的能量，平均輸出電壓增加。相反，占空比較低時(shí)，平均輸出電壓也會(huì)降低。根據(jù)這個(gè)關(guān)系，可以得到以下理想情況下(不考慮二極管或MOSFET 的壓降)降壓型SMPS 的轉(zhuǎn)換公式：

　　VOUT = D × VIN

　　IIN = D × IOUT

　　需要注意的是，任何SMPS 在一個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)處于某個(gè)狀態(tài)的時(shí)間越長(zhǎng)，那么它在這個(gè)狀態(tài)所造成的損耗也越大。對(duì)于降壓型轉(zhuǎn)換器，D 越低(相應(yīng)的VOUT 越低)，回路2 產(chǎn)生的損耗也大。

　　1、開(kāi)關(guān)器件的損耗 MOSFET 傳導(dǎo)損耗

　　圖2 (以及其它絕大多數(shù)DC-DC 轉(zhuǎn)換器拓?fù)?中的MOSFET 和二極管是造成功耗的主要因素。相關(guān)損耗主要包括兩部分：傳導(dǎo)損耗和開(kāi)關(guān)損耗。

　　MOSFET 和二極管是開(kāi)關(guān)元件，導(dǎo)通時(shí)電流流過(guò)回路。器件導(dǎo)通時(shí)，傳導(dǎo)損耗分別由MOSFET 的導(dǎo)通電阻(RDS(ON))和二極管的正向?qū)妷簺Q定。

　　MOSFET 的傳導(dǎo)損耗(PCOND(MOSFET))近似等于導(dǎo)通電阻RDS(ON)、占空比(D)和導(dǎo)通時(shí)MOSFET 的平均電流(IMOSFET(AVG))的乘積。

　　PCOND(MOSFET) (使用平均電流) = IMOSFET(AVG)2 × RDS(ON) × D

　　上式給出了SMPS 中MOSFET 傳導(dǎo)損耗的近似值，但它只作為電路損耗的估算值，因?yàn)殡娏骶€(xiàn)性上升時(shí)所產(chǎn)生的功耗大于由平均電流計(jì)算得到的功耗。對(duì)于“峰值”電流，更準(zhǔn)確的計(jì)算方法是對(duì)電流峰值和谷值(圖3 中的IV 和IP)之間的電流波形的平方進(jìn)行積分得到估算值。

　　圖3. 典型的降壓型轉(zhuǎn)換器的MOSFET 電流波形，用于估算MOSFET 的傳導(dǎo)損耗。

　　下式給出了更準(zhǔn)確的估算損耗的方法，利用IP 和IV 之間電流波形I2的積分替代簡(jiǎn)單的I2項(xiàng)。

　　PCOND(MOSFET) = [(IP3 - IV3)/3] × RDS(ON) × D

　　= [(IP3 - IV3)/3] × RDS(ON) × VOUT/VIN

　　式中，IP 和IV 分別對(duì)應(yīng)于電流波形的峰值和谷值，如圖3 所示。MOSFET 電流從IV 線(xiàn)性上升到IP，例如：如果IV 為0.25A，IP 為1.75A，RDS(ON)為0.1Ω，VOUT 為VIN/2 (D = 0.5)，基于平均電流(1A)的計(jì)算結(jié)果為：

　　PCOND(MOSFET) (使用平均電流) = 12 × 0.1 × 0.5 = 0.050W

　　利用波形積分進(jìn)行更準(zhǔn)確的計(jì)算：

　　PCOND(MOSFET) (使用電流波形積分進(jìn)行計(jì)算) = [(1.753 - 0.253)/3] × 0.1 × 0.5 = 0.089W

　　或近似為78%，高于按照平均電流計(jì)算得到的結(jié)果。對(duì)于峰均比較小的電流波形，兩種計(jì)算結(jié)果的差別很小，利用平均電流計(jì)算即可滿(mǎn)足要求。

　　2、二極管傳導(dǎo)損耗

　　MOSFET 的傳導(dǎo)損耗與RDS(ON)成正比，二極管的傳導(dǎo)損耗則在很大程度上取決于正向?qū)妷?VF)。二極管通常比MOSFET 損耗更大，二極管損耗與正向電流、VF 和導(dǎo)通時(shí)間成正比。由于MOSFET 斷開(kāi)時(shí)二極管導(dǎo)通，二極管的傳導(dǎo)損耗(PCOND(DIODE))近似為：

　　PCOND(DIODE) = IDIODE(ON) × VF × (1 - D)

　　式中，IDIODE(ON)為二極管導(dǎo)通期間的平均電流。圖2 所示，二極管導(dǎo)通期間的平均電流為IOUT，因此，對(duì)于降壓型轉(zhuǎn)換器，PCOND(DIODE)可以按照下式估算：

　　PCOND(DIODE) = IOUT × VF × (1 - VOUT/VIN)

　　與MOSFET 功耗計(jì)算不同，采用平均電流即可得到比較準(zhǔn)確的功耗計(jì)算結(jié)果，因?yàn)槎O管損耗與I 成正比，而不是I2。

　　顯然，MOSFET 或二極管的導(dǎo)通時(shí)間越長(zhǎng)，傳導(dǎo)損耗也越大。對(duì)于降壓型轉(zhuǎn)換器，輸出電壓越低，二極管產(chǎn)生的功耗也越大，因?yàn)樗幱趯?dǎo)通狀態(tài)的時(shí)間越長(zhǎng)。

　　3、開(kāi)關(guān)動(dòng)態(tài)損耗

　　由于開(kāi)關(guān)損耗是由開(kāi)關(guān)的非理想狀態(tài)引起的，很難估算MOSFET 和二極管的開(kāi)關(guān)損耗，器件從完全導(dǎo)通到完全關(guān)閉或從完全關(guān)閉到完全導(dǎo)通需要一定時(shí)間，在這個(gè)過(guò)程中會(huì)產(chǎn)生功率損耗。圖4 所示MOSFET 的漏源電壓(VDS)和漏源電流(IDS)的關(guān)系圖可以很好地解釋MOSFET 在過(guò)渡過(guò)程中的開(kāi)關(guān)損耗，從上半部分波形可以看出，tSW(ON)和tSW(OFF)期間電壓和電流發(fā)生瞬變，MOSFET 的電容進(jìn)行充電、放電。

　　圖4 所示，VDS 降到最終導(dǎo)通狀態(tài)(= ID × RDS(ON))之前，滿(mǎn)負(fù)荷電流(ID)流過(guò)MOSFET。相反，關(guān)斷時(shí)，VDS 在MOSFET 電流下降到零值之前逐漸上升到關(guān)斷狀態(tài)的最終值。開(kāi)關(guān)過(guò)程中，電壓和電流的交疊部分即為造成開(kāi)關(guān)損耗的來(lái)源，從圖4 可以清楚地看到這一點(diǎn)。

　　圖4. 開(kāi)關(guān)損耗發(fā)生在MOSFET 通、斷期間的過(guò)渡過(guò)程

　　開(kāi)關(guān)損耗隨著SMPS 頻率的升高而增大，這一點(diǎn)很容易理解，隨著開(kāi)關(guān)頻率提高(周期縮短)，開(kāi)關(guān)過(guò)渡時(shí)間所占比例增大，從而增大開(kāi)關(guān)損耗。開(kāi)關(guān)轉(zhuǎn)換過(guò)程中，開(kāi)關(guān)時(shí)間是占空比的二十分之一對(duì)于效率的影響要遠(yuǎn)遠(yuǎn)小于開(kāi)關(guān)時(shí)間為占空比的十分之一的情況。由于開(kāi)關(guān)損耗和頻率有很大的關(guān)系，工作在高頻時(shí)，開(kāi)關(guān)損耗將成為主要的損耗因素。MOSFET 的開(kāi)關(guān)損耗(PSW(MOSFET))可以按照?qǐng)D3 所示三角波進(jìn)行估算，公式如下：

　　PSW(MOSFET) = 0.5 × VD × ID × (tSW(ON) + tSW(OFF)) × fS

　　其中，VD 為MOSFET 關(guān)斷期間的漏源電壓，ID 是MOSFET 導(dǎo)通期間的溝道電流，tSW(ON)和tSW(OFF)是導(dǎo)通和關(guān)斷時(shí)間。對(duì)于降壓電路轉(zhuǎn)換，VIN 是MOSFET 關(guān)斷時(shí)的電壓，導(dǎo)通時(shí)的電流為IOUT。

　　為了驗(yàn)證MOSFET 的開(kāi)關(guān)損耗和傳導(dǎo)損耗，圖5 給出了降壓轉(zhuǎn)換器中集成高端MOSFET 的典型波形：VDS和IDS。電路參數(shù)為：VIN = 10V、VOUT = 3.3V、IOUT = 500mA、RDS(ON) = 0.1Ω、fS = 1MHz、開(kāi)關(guān)瞬變時(shí)間(tON + tOFF)總計(jì)為38ns。

　　在圖5 可以看出，開(kāi)關(guān)變化不是瞬間完成的，電流和電壓波形交疊部分導(dǎo)致功率損耗。MOSFET“導(dǎo)通”時(shí)(圖2)，流過(guò)電感的電流IDS 線(xiàn)性上升，與導(dǎo)通邊沿相比，斷開(kāi)時(shí)的開(kāi)關(guān)損耗更大。

　　利用上述近似計(jì)算法，MOSFET 的平均損耗可以由下式計(jì)算：

　　PT(MOSFET) = PCOND(MOSFET) + PSW(MOSFET)

　　= [(I13 - I03)/3] × RDS(ON) × VOUT/VIN + 0.5 × VIN × IOUT × (tSW(ON) + tSW(OFF)) × fS

　　= [(13 - 03)/3] × 0.1 × 3.3/10 + 0.5 × 10 × 0.5 × (38 × 10-9) × 1 × 106

　　= 0.011 + 0.095 = 106mW

　　這一結(jié)果與圖5 下方曲線(xiàn)測(cè)量得到的117.4mW 接近，注意：這種情況下，fS 足夠高，PSW(MOSFET)是功耗的主要因素。

　　圖5. 降壓轉(zhuǎn)換器高端MOSFET 的典型開(kāi)關(guān)周期，輸入10V、輸出3.3V (輸出電流500mA)。開(kāi)關(guān)頻率為1MHz，開(kāi)關(guān)轉(zhuǎn)換時(shí)間是38ns。