從零開始教你設計反激變換器

　　開關電源的設計是一份非常耗時費力的苦差事，需要不斷地修正多個設計變量，直到性能達到設計目標為止。本文step-by-step 介紹反激變換器的設計步驟，并以一個6.5W 隔離雙路輸出的反激變換器設計為例，主控芯片采用NCP1015。

　　基本的反激變換器原理圖如圖 1 所示，在需要對輸入輸出進行電氣隔離的低功率(1W～60W)開關電源應用場合，反激變換器(Flyback Converter)是最常用的一種拓撲結構(Topology)。簡單、可靠、低成本、易于實現(xiàn)是反激變換器突出的優(yōu)點。

　　接下來，參考圖 2 所示的設計步驟，一步一步設計反激變換器

　　1.Step1：初始化系統(tǒng)參數(shù)

　　單路輸出時，KL(n)=1

　　Step2：確定輸入電容Cbulk

　　Cbulk 的取值與輸入功率有關，通常，對于寬輸入電壓(85～265VAC)，取2～3μF/W;對窄范圍輸入電壓(176～265VAC)，取1μF/W 即可，電容充電占空比Dch 一般取0.2 即可。

　　一般在整流后的最小電壓Vinmin_DC 處設計反激變換器，可由Cbulk 計算Vinmin_DC：

　　Step3：確定最大占空比Dmax

　　反激變換器有兩種運行模式：電感電流連續(xù)模式(CCM)和電感電流斷續(xù)模式(DCM)。兩種模式各有優(yōu)缺點，相對而言，DCM 模式具有更好的開關特性，次級整流二極管零電流關斷，因此不存在CCM 模式的二極管反向恢復的問題。此外，同功率等級下，由于DCM模式的變壓器比CCM 模式存儲的能量少，故DCM 模式的變壓器尺寸更小。但是，相比較CCM 模式而言，DCM 模式使得初級電流的RMS 增大，這將會增大MOS 管的導通損耗，同時會增加次級輸出電容的電流應力。因此，CCM 模式常被推薦使用在低壓大電流輸出的場合，DCM 模式常被推薦使用在高壓 小電流輸出的場合。

　　圖4 反激變換器

　　對CCM 模式反激變換器而言，輸入到輸出的電壓增益僅僅由占空比決定。而DCM 模式反激變換器，輸入到輸出的電壓增益是由占空比和負載條件同時決定的，這使得DCM 模式的電路設計變得更復雜。但是，如果我們在DCM 模式與CCM 模式的臨界處(BCM 模式)、輸入電壓最低(Vinmin_DC)、滿載條件下，設計DCM 模式反激變換器，就可以使問題變得簡單化。于是，無論反激變換器工作于CCM 模式，還是DCM 模式，我們都可以按照CCM模式進行設計。

　　通過公式(5)(6)(7)，可知，Dmax 取值越小，Vor 越小，進而MOS 管的應力越小，然而，次級整流管的電壓應力卻增大。因此，我們應當在保證MOS 管的足夠裕量的條件下，盡可能增大Dmax，來降低次級整流管的電壓應力。Dmax 的取值，應當保證Vdsmax 不超過MOS管耐壓等級的80%;同時，對于峰值電流模式控制的反激變換器，CCM 模式條件下，當占空比超過0.5 時，會發(fā)生次諧波震蕩。綜合考慮，對于耐壓值為700V(NCP1015)的MOS管，設計中，Dmax 不超過0.45 為宜。

　　Step4：確定變壓器初級電感Lm

　　其中，fsw 為反激變換器的工作頻率，KRF 為電流紋波系數(shù)，其定義如下圖所示：

　　對于DCM 模式變換器，設計時KRF=1。對于CCM 模式變換器，KRF<1，此時，KRF 的取值會影響到初級電流的均方根值(RMS)，KRF 越小，RMS 越小，MOS 管的損耗就會越小，然而過小的KRF 會增大變壓器的體積，設計時需要反復衡量。一般而言，設計CCM 模式的反激變換器，寬壓輸入時(90～265VAC)，KRF 取0.25～0.5;窄壓輸入時(176～265VAC)，KRF 取0.4～0.8 即可。

　　設計中，需保證Idspeak 不超過選用MOS 管最大電流值80%，Idsrms 用來計算MOS 管的導通損耗Pcond，Rdson 為MOS 管的導通電阻。

　　Step5：選擇合適的磁芯以及變壓器初級電感的匝數(shù)

　　開關電源設計中，鐵氧體磁芯是應用最廣泛的一種磁芯，可被加工成多種形狀，以滿足不同的應用需求，如多路輸出、物理高度、優(yōu)化成本等。

　　實際設計中，由于充滿太多的變數(shù)，磁芯的選擇并沒有非常嚴格的限制，可選擇的余地很大。其中一種選型方式是，我們可以參看磁芯供應商給出的選型手冊進行選型。如果沒有合適的參照，可參考下表：

　　選定磁芯后，通過其Datasheet 查找Ae 值，及磁化曲線，確定磁通擺幅△B，次級線圈匝數(shù)由下式確定：

　　其中，DCM 模式時，△B 取0.2～0.26T;CCM 時，△B 取0.12～0.18T。

　　有時候，單個電容的高ESR，使得變換器很難達到我們想要的低紋波輸出特性，此時可通過在輸出端多并聯(lián)幾個電容，或加一級LC 濾波器的方法來改善變換器的紋波噪聲。注意：LC 濾波器的轉折頻率要大于1/3 開關頻率，考慮到開關電源在實際應用中可能會帶容性負載，L 不宜過大，建議不超過4.7μH。

　　如圖 8 所示，反激變換器在MOS 關斷的瞬間，由變壓器漏感LLK 與MOS 管的輸出電容造成的諧振尖峰加在MOS 管的漏極，如果不加以限制，MOS 管的壽命將會大打折扣。因此需要采取措施，把這個尖峰吸收掉。

　　反激變換器設計中，常用圖 9(a)所示的電路作為反激變換器的鉗位吸收電路(RCD鉗位吸收)。

　　RClamp 由下式?jīng)Q定，其中Vclamp 一般比反射電壓Vor 高出50～100V，LLK 為變壓器初級漏感，以實測為準：

　　輸出功率比較小(20W 以下)時，鉗位二極管可采用慢恢復二極管，如1N4007;反之，則需要使用快恢復二極管。

　　Step11：補償電路設計

　　開關電源系統(tǒng)是典型的閉環(huán)控制系統(tǒng)，設計時，補償電路的調試占據(jù)了相當大的工作量。目前流行于市面上的反激控制器，絕大多數(shù)采用峰值電流控制控制模式。峰值電流模式反激的功率級小信號可以簡化為一階系統(tǒng)，所以它的補償電路容易設計。通常，使用Dean Venable提出的Type II 補償電路就足夠了。

　　在設計補償電路之前，首先需要考察補償對象(功率級)的小信號特性。

　　如圖8 所示，從IC 內(nèi)部比較器的反相端斷開，則從控制到輸出的傳遞函數(shù)(即控制對象的傳遞函數(shù))為：

　　Vout1 為主路輸出直流電壓，k 為誤差放大器輸出信號到電流比較器輸入的衰減系數(shù)(對NCP1015 而言，k=0.25)，m 為初級電流上升斜率，ma 為斜坡補償?shù)难a償斜率(由于NCP1015內(nèi)部沒有斜坡補償，即ma=0)，Idspeak 為給定條件下初級峰值電流。于是我們就可以使用Mathcad(或Matlab)繪制功率級傳函的Bode 圖：

　　在考察功率級傳函Bode 圖的基礎上，我們就可以進行環(huán)路補償了。