與分立半導(dǎo)體組件相比，使用運算放大器和儀表放大器能給設(shè)計師帶來顯著優(yōu)勢。雖然有關(guān)電路應(yīng)用的著述頗豐，但由于設(shè)計電路時往往匆忙行事，因而忽視了一些基本問題，結(jié)果使電路功能與預(yù)期不符。

　　1. 缺少直流偏置電流回路

　　最常見的應(yīng)用問題之一是在交流耦合運算放大器或儀表放大器電路應(yīng)用中，沒有為偏置電流提供直流回路。圖1中，一個電容串接在一個運算放大器的同相(+)輸入端，這種交流耦合是隔離輸入電壓(VIN)中的直流電壓的一種簡單方法。這種方法在高增益應(yīng)用中尤為有用，在增益較高時，即使是放大器輸入端的一個較小直流電壓，也會影響運放的動態(tài)范圍，甚至可能導(dǎo)致輸出飽和。然而，容性耦合進(jìn)高阻抗輸入端而不為正輸入端中的電流提供直流路徑的做法會帶來一些問題。

　　圖1 錯誤的交流耦合運算放大器電路

　　那么如何解決可能出現(xiàn)的問題呢?小A為大家提供一種簡單的解決方案。

　　如圖2所示，一個電阻連接在運算放大器的輸入端與地之間，從而為輸入偏置電流提供了一個回路。在使用雙極性運放的時候，為最小化輸入偏置電流導(dǎo)致的失調(diào)電壓，考慮到運放兩個輸入端的匹配問題，通常將R1設(shè)為R2和R3的并聯(lián)值。但要注意的是，該電阻始終會給電路帶來一定噪聲，因而需在電路輸入阻抗、所需輸入耦合電容大小與電阻引進(jìn)的約翰遜噪聲之間進(jìn)行權(quán)衡，典型電阻值一般在100,000 Ω至 1 MΩ之間。

　　圖2 雙電源供電運算放大器輸入端交流耦合的正確方法

　　2. 為儀表放大器、運算放大器和ADC提供基準(zhǔn)電壓

　　小A再來向大家介紹第二種可能出現(xiàn)的問題。

　　圖3所示的是一個單電源電路，是用一個儀表放大器驅(qū)動一個單端模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)。放大器基準(zhǔn)電壓源提供零差分輸入時的偏置電壓，而ADC基準(zhǔn)電壓源則提供比例因子，通常在儀表放大器輸出端與ADC輸入端之間使用一個簡單的RC低通抗混疊濾波器來降低帶外噪聲。設(shè)計師一般傾向于采取簡單的辦法，比如利用電阻分壓，來為儀表放大器和ADC提供基準(zhǔn)電壓。但在某些儀表放大器應(yīng)用中，這種方法有可能導(dǎo)致誤差。

　　圖3 典型單電源電路中儀表放大器驅(qū)動ADC

　　通常認(rèn)為儀表放大器基準(zhǔn)輸入端是高阻抗，因為它是一個輸入端口，因此，設(shè)計師可能將高阻抗源，比如電阻分壓器連接至儀表放大器的基準(zhǔn)電壓引腳。但對于某些類型的儀表放大器，這可能導(dǎo)致嚴(yán)重錯誤。

　　圖4 不恰當(dāng)?shù)氖褂煤唵畏謮浩鱽碇苯域?qū)動三運放結(jié)構(gòu)儀表放大器的基準(zhǔn)引腳

　　圖5 利用運算放大器的低阻抗輸出端驅(qū)動儀表放大器的基準(zhǔn)引腳

　　圖5給出了一種較好的解決方案，該方案在分壓器與儀表放大器基準(zhǔn)輸入端之間采用了一個低功耗運放緩沖器。這種方法消除了阻抗匹配和溫度跟蹤問題，并且允許輕松調(diào)節(jié)基準(zhǔn)電壓。

　　此外，在設(shè)計電路時，需要考慮電源抑制(PSR)技術(shù)，在這一過程中，同樣也會出現(xiàn)意料之外的“坑”，小A在此介紹兩種情況：

　　3. 在利用電阻分壓供電電源給運放提供基準(zhǔn)的情況下保持PSR

　　一個經(jīng)常被忽視的問題是，電源電壓VS的噪聲、跳變或漂移會反饋到基準(zhǔn)輸入端進(jìn)而直接疊加到輸出上，僅受分壓比影響而衰減。實際的解決方案包括采用旁路和濾波器，甚至用高精度的基準(zhǔn)IC來產(chǎn)生基準(zhǔn)電壓，而不是對VS進(jìn)行分壓，在設(shè)計同時采用儀表放大器和運算放大器的電路時，這種考慮非常重要。電源抑制(PSR)技術(shù)可將放大器與電源嗡嗡聲、噪聲以及跳變電壓隔離，這一點非常重要，因為許多實際電路都包含、連接至或存在于電源電壓不夠理想的環(huán)境。除此之外，電源線路中存在的交流信號可能流回電路并被放大，在某種條件下，還可能激發(fā)寄生振蕩。

　　圖6 對基準(zhǔn)電路進(jìn)行去耦處理以維持PSR

　　在圖6中，一個大電容被加至分壓器，以濾除電源變化，從而使PSR保持不變。該濾波器的?3 dB極點由R1/R2并聯(lián)組合及電容CF設(shè)定，該極點應(yīng)設(shè)為低于所關(guān)心的最低頻率10 倍左右。

　　4. 對單電源運算放大器電路進(jìn)行去耦

　　單電源運算放大器電路要求對輸入共模電平進(jìn)行偏置以處理正負(fù)擺動的交流信號，當(dāng)采用電阻分壓供電電源的方法來提供偏置時，必須進(jìn)行足夠的去耦處理，以維持PSR不變。一種常見的但是錯誤的做法是通過一個帶有0.1 μF旁路電容的100 kΩ/100 kΩ分壓電路，來向運算放大器的同相端提供 VS/2偏置，如果使用這些值，電源去耦往往顯得不足，因為其極點頻率僅為32 Hz。

　　圖7 單電源同相放大器電路的正確去耦方法 Midband Gain = 1 + R2/R1

　　圖8 單電源反相放大器電路的正確去耦方法 Midband Gain = –R2/R1

　　當(dāng)電路工作在不穩(wěn)定的環(huán)境下，圖7(同相放大)和圖8(反相放大)給出了如何獲得最佳效果的VS/2去耦偏置電路。兩種情況下，偏置功能均由同相輸入端提供，反饋使反相輸入端獲得相同的偏置，而單位直流增益則將輸出偏置為同一電壓。耦合電容C1與BW3一致，滾降低頻增益。如圖7所示，在使用100 kΩ/100 kΩ電阻分壓電路的時候，一條經(jīng)驗法則是，使用值至少為10 μF的C2，實現(xiàn)0.3 Hz時有 ?3 dB的滾降特性。實際上，100 μF(0.03 Hz極點頻率)的值就足以應(yīng)付所有電路了。